众所周知，步进马达能够在开环条件下进行电流变向的同时，还能对速度和位置实施精确的控制。因此，在谈到电子驱动的简便性时，步进马达具有无与伦比的优势。另外，同许多由一些有刷 DC 马达或者三相无刷 DC 马达组成的类似伺服驱动器相比，它还具有另一种与身具来的能力：指定位置保持。
但是，步进马达也存在一系列的弊端。最大的问题便是共振。这是步进马达的一种特性，即指定某个步长后，转子就位时，便会出现一定的振荡。如果要实现开环运行，则出现这种现象的原因是使用了过多的电流。如果使用的电流大小刚刚好，则每一步都会落在正确的位置上，不会有任何振荡出现。
但不幸的是，这也意味着随着扭矩的变化，其会引入少许的丢失步长或者振动。就此而言，速度和位置精度都会大大降低。使用比实际需要更多的电流是一种常见方法，因为这样做可以保持步进电机驱动的开环特性。
那么，如何消除这种讨厌的振动呢？如果我们分析这种现象的根本原因，便会发现问题在于角穿越距离。由于转子需要移动很多，因此它不断地移动，即使在我们想让它停止时也是如此。通过让步距变得越来越小，我们可以最小化这些振动产生的影响。
通过设计，步进马达出厂时每转便有若干步长，其本质上硬连接至其机械性能。如果步进马达每转有200个步长，则在指定步长以后它会始终移动一转（1.8度）的第200个步长。为了让这种弧形移动量更小，共有两个选择：1）制造一种每转更多步长的马达；或者2）对电流进行调制。一旦我们选择某个特定的马达，电流调制便成为我们唯一的备选方法。
微步进
调制绕组电流强度，会改变产生自步进马达定子的磁场大小，使其在转子上推拉。如果我们让这些磁场的强度只为最大可能磁场（用于全步换向）的一小部分，则由此产生的电动势便为全部力的一小部分。因此，步进马达仅移动全步的一小部分，即微步进。
现在，很容易计算出我们马达的微步进级别。将全步电流强度分成八个更小的电流量级后，马达绕组受制于八个微步进度。换句话说，我们将1.8度除以8-因此每个微步现在便为0.225度。图1显示了通过在零和最大电流设置之间产生多个电流电平（典型正弦波波形后面），将一个全步分成八个微步的过程。
图 1 通过调节零和最大电流之间的电流，我们可以将一个全步分成多个微步。一般会使用一个正弦波形。
尽管实现微步进的好处有很多，其中之一便是稍稍提高的位置精度，但最终目标却是解决每个全步固有振动所带来的问题。微步进的这个方面才是广大设计人员所最为受益的。运动控制驱动器上使用的微步进度数越多，获得的运动也就越温和。这种效果在慢速条件下最有价值。
那么，我们如何将微步进顺利地嵌入到我们的应用中呢？您会取出您的数字信号处理器 (DSP) 或者复杂的微控制器单元 (MCU)，对您的数模转换器 (DAC) 编码生成一对正弦/余弦波形，编写几个中断子程序以正确地对相位生成计时，最后使用该固件来控制两个全H桥接，同时为双极步进马达的两个绕组供电。然而，这是一个相当复杂的过程。
安全保护步进马达控制器
如 DRV8824 和 DRV8825 等步进马达控制器均可以支持多达32度微步进的应用，并且无需任何编码。作为这种器件逻辑的一部分，一个内部分度器产生步进马达正确双向变向所需的所有波形。一个STEP输入的简单方波控制后续步，而DIR输入规定旋转的方向。图2显示了如何将这种复杂的实现压缩成一种单片解决方案。
图 2 具有双极步进马达控制用双功率级的一个处理单元，可以集成到一个单片解决方案中。
这两种器件都为 100% 的引脚对引脚兼容，通过可编程最大电流服务于步进马达。利用下列方程式，模拟输入、VREF以及一个外部"检测"电阻器，用于规划所需正弦波峰值电流：
ITRIP = VREF / (5 * RSENSE).
只要有足够的 PCB 散热能力，DRV8824 能够提供高达 1.6 A 每相，而 DRV8825能够处理高达 2.5 A 每相。为什么电流足够低时却仍要付出大电流的代价呢？
如果需要32度以上的微步进，或者要求应用100%无抖动，步进马达达到这种状态的唯一方法是使用256度微步进高分辨率。
在这种情况下，一个没有内部分度器（利用它，您可以实时地控制基准电压）的器件，允许正弦/余弦波形直接运用于功率级。换句话说，您必须回到图2所示的处理器和双功率级实现。
获得更好的微步进分辨率，是远离集成与单片解决方案的主要原因之一。但是，这种实现还有另外一种灵活性即更好的热阻抗，以及提供更多电流或者驱动更强负载的能力。
为了证明这一点，让我们从正在讨论的低电流版集成微步进驱动器开始。通过单芯片器件驱动的电流非常之大，而出现这种现象的主要原因是更高的FET RDSon。H桥不断地向马达提供电流，而器件的内部功耗等于I^2 * R，其中：
I为RMS，即平均绕组电流
R为饱和状态FET电阻，即RDSon
根据产品说明书，DRV8824的FET RDSon可以高达0.9欧姆。假设我们想对一个1.6 A峰值电流的马达实施微步进操作，则导电期间每个H桥的最大功耗计算方法如下：
P = I^2 * R = (1.6A * .707)^2 * 1.8 Ohms = 2.30W
注意，我们必须将1.6 A峰值乘以0.707因数[即1/SQRT(2)]，因为生成的波形为正弦波，而绕组探测的电流为1.6 A峰值的RMS。另外，我们还使用了两倍RDSon每FET，原因是有两个FET与步进马达绕组串联。漏掉的最后一步是将我们所获得的功耗乘以2，因为在器件内部共有2个H桥，在马达移动时假设2个均为2.30 W。这样，导通产生的总功耗便为4.61 W。
如果马达停止，而其中一个相处于最大电流，则该相会不断地在1.6 A电流下进行调节。因此，功耗方程式现在变为：
P = I^2 * R = 1.6A^2 * 1.8 Ohms = 4.61W
这代表了导通期间的总功耗，因为另一个H桥没有进行电流调节。由于正弦/余弦波形对微步进的特性，一个H桥以最大强度调节电流时，反向H桥必须在零电流状态下进行调节，或者关闭。
器件的内部功耗对系统运行具有重大的意义。4.61 W代表芯片的温升，如果这种温升较大，则热关断 (TSD) 保护电路很可能会生效。因此，对于一个精心设计的系统而言，必须要考虑如何将这种热量驱散到周围环境中，以便尽可能地让芯片保持冷却。
消除所谓热阻抗（即Theta JA，结点到环境的热阻）的热非常简单。热阻抗越低，散热越容易。Theta JA单位为C/W。将系统的Theta JA乘以功耗，便可得到实际温升。
我们正研究的器件均使用一个电源板 (Power Pad)，或者位于封装底部的散热片，其被焊接到PCB组件中。这样，PCB组件便成为器件的散热器和散热通路。如果设计正确，这种通路应该足以驱散芯片的热，并将温度刚好维持在热关断触发点以下。一种正确设计的PCB应该具有一个四层板，以及一个专用接地层。但是，作为一个经验法则，使用的铜越多，热阻抗也就越好。
DRV8824产品说明书中，上述板的典型Theta JA为28 C/W。现在，我们可以知道前述最大电流状态下工作的芯片的发热程度：
温升= Theta JA (C/W) * Power (W) = 28 C/W * 4.61W = 129.08C
这样的话，温升必须加至环境温度。25°C环境温度下，芯片温度应为154.08°C左右。产品说明书中称TSD阈值应为160°C左右，并且最小值为150°C。这就是这种器件在其额定电流1.6 A以上不起一点作用的原因。设计人员需要降低热阻抗，这可以通过添加外部散热器或者增加空气流动（成本效益不高），达到这个目的。
但是，利用更大的功率级，可以让RDSon变得更小。这便是DRV8825的工作原理。0.64欧姆高端到低端的RDSon最大时，可以让芯片温度保持更低的同时提供更多的电流。如果使用了更大的功率级，且RDSon参数越来越小，则有望获得更大的电流容量。表1显示了使用不同器件时的各种电流容量。
表 1 最大额定电流的不同功率级对比得到的功耗。这些器件均为单H桥，因此需要两个来控制一个步进马达。
结论
新的运动控制和功率级IC让您的系统设计与众不同。DRV8x包括一系列经过优化的单H桥和双H桥，可驱动有刷DC或者双极步进马达，拥有丰富的界面风格、极高的电流处理能力，以及大量的真值表配置。
请使用一些稳健、易用和灵活的器件来设计马达型应用，以便驱动小型DC或者步进马达控制器。不同的电流容量，可确保您获得您所需要的，而不是所有能够使用的。一流的保护电路，可确保您的应用本身以及最终客户的安全。不同的界面风格，让您能够从中选择合适的一种。
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