便携式消费类电子产品的深入发展对电源的要求越来越高，电流模DC—DC转换器具有输入范围宽、转化效率高、输出功率大等优点，被广泛应用于智能手机，PDA等便携式电子产品中。由于这些移动设备的功能的不断丰富，要求负载电流的动态范围也越来越大，这就对供电电源的稳定性提出了更高的要求。

近年来，许多改善电流模DC—DC瞬态响应方案被提出。例如文献提出在补偿电路引入新的零点和极点来抵消控制环路的零极点。虽然文中的转换器获得了足够的相位裕度，但这种设想并没有得到实验的验证。文献提出了一种针对线性稳压器的零极点跟踪频率补偿，但由于控制策略不同，这种方法并不适合脉冲宽度调制(PWM)的控制环路。文献提出了一种数字控制方案，但设计芯片的模数转换部分开销较大。本文在分析电流模Buck型DC—DC环路稳定性的基础上提出了一种新颖的控制策略。用采样电路采样电感电流，将所得值与一系列基准电压进行比较，所得比较结果控制误差放大器输出级和补偿电阻。这样就实现了系统的主极点和主零点动态地随负载电流调整。

1 电流模Buck型DC—DC环路稳定性分析

从图1中Buck型DC—DC的拓扑结构来看，输入电压Vin到输出电压Vout之间经历了一个LC滤波网络。假设电感和电容是理想情况，得出该滤波网络的传输函数

由等式(2)可见LC滤波网络存在共轭双极点。小信号时，电流流经该滤波器会在共轭双极点处发生180°相移，从而导致系统振荡。

DC—DC控制方式分为电压模和电流模两种。电压模控制方式适用于高频系统中，抗噪性好。但电压模控制方式的缺点是环路补偿复杂，且系统的瞬态响应差。电流模控制方式是在原电压控制环的基础上添加了一个电流控制环，实现双环控制。用采样电路对电感电流进行峰值采样，将采样的结果与误差放大器的补偿端进行比较，比较结果用于调节开关信号的占空比，实现系统稳定的输出。由于调整信号没有经过LC滤波器，避免了LC滤波器的共轭双极点带来的困扰。

通过对图1进行小信号建模得出，在忽略输出电容寄生效应的前提下，要使系统输出稳定，必须在补偿模块中出现一个极点和一个零点，其中极点尽可能靠近原点，零点用于补偿位于输出级的极点，从而使整个系统成为一个稳定的单极点系统。图2所示的由误差放大器和电阻电容组成的补偿网络可以实现这一要求。图2(b)为图2(a)的小信号模型。

其中，r0为误差放大器的输出阻抗;RCCc为补偿电阻和补偿电容;AV为运放开环增益。添加补偿网络后，系统的频率响应曲线如图3所示。误差放大器将ωp1往前推，作为主极点。同时引入了一个零点ωz，补偿了位于次主极点损失的相位裕度，使系统成为一个稳定的单极点系统。ωp2为位于输出端的次主极点。由负载电阻和输出电阻决定。

2 改进的误差放大器设计

在电流模Buck型DC—DC系统中，误差放大器作为反馈回路检测输出负载变化的信息，并反映到系统中去。从式(4)得到误差放大器的输出阻抗，确定系统主极点的位置，从而得出环路的瞬态响应。

当要求系统的负载电流变化范围较大且较快速时，通常设置的零极点由于不能随着负载电流的变化而做出调整，使系统的带宽被限定在某一固定值，从而影响系统的瞬态响应。设想如果系统的零极点位置随着负载电流的变化而动态调整时，系统的相位裕度就会较固定，从而改善系统在负载电流变化情况下的瞬态响应。

图3为设计的误差放大器，采用常用的OTA结构。M1、M2为运放的差分输入端，M3、M4，M5、M6为共源共栅结构作为输出端以提高运放第一级的增益。M7、M8，M9、M10，为第二级共源共栅的输入，M11、M12，M13、M14为第二级负载。M15、M16，为运放的偏置电流。虚线框内为选择性添加的电路。例如，当开关S1导通时，S1所在的支路则添加到右边电路中。S1的导通与关断由图4给出。

当开关S1，S2，…，Sn均关断时，运放的输出阻抗为

3 开关控制逻辑设计

误差放大器中控制开关的导通实现了系统零极点的动态调整。而开关何时导通则由电感电流幅度决定。

该控制电路主要由比较器和逻辑驱动电路构成。Vsense为采样的电感电流转换成的电压，其反映了电感电流的变化。Buck型DC—DC转换器中电感电流的平均值等于负载电流，本文检测电感电流相当于检测了负载电流。Vref_1，Vref_2，…，Vref_n。为门限电压，Vref_1Vref_1，但>Vref_2时，比较结果通过逻辑驱动产生S1导通信号。当采样电流Vsense>Vref_1和Vref_2，但>Vref_3时，产生S2导通信号，以此类推，实现了误差放大器的输出阻抗和补偿电阻，负载电流的变化而调整。

4 测试结果

采用以上结构的电流模Buck型DC—DC基于某厂家0.5μm标准CMOS工艺进行流片。并在以下条件下测试：片外电感L=5.6μH，输出电容Cout=47μF，输入电压Vin=12 V，输出电压Vout=3.3 V，负载电流Iout=1.5 A，室温25℃。图6(a)所示，当负载电流Iout由1.5 A跳变到3 A时，输出电压的上冲或下冲约为100 mV。图6(b)所示为采用此结构误差放大器的DC—DC在同等条件下的测试图，此时上冲或下冲约为50 mV。可见使用该电路结构的误差放大器明显改善了当负载电流跳变时的瞬态响应。

5 结束语

设计了一种误差放大器，其输出级电路和补偿电阻均采用自适应的方式，实现了随着负载电流的变化而自动调整。实现了环路的动态补偿，提高了系统的瞬态响应。电路的调整由开关控制电路实现，将采样所得的电流与门限电压相比较产生修调信号。测试结果显示，该设计提高了系统的瞬态响应。