图1：最简单的常用光电转换电路 

图2是开环增益(Aol)、互阻抗（电流至电压 I-V）增益以及整个频率下的噪声增益。根据图2，在互阻抗电路设计过程中，我们必须考虑零点、极点以及放大器GBW(fc)，以满足系统要求。

图2：互阻抗放大器的频率响应 

硅光电二极管、PIN二极管和APD二极管是三种典型的光电二极管。硅光电二极管专为高精度光度测定领域设计，因为它们具有高灵敏度与低暗电流。PIN二极管能够以低偏置电压提供大带宽，一般用于高速光度测定与光通信。APD二极管具有高内部增益机制、快速时间响应以及紫外至近红外区的高灵敏度，主要用于高速远距离光通信系统。
硅光电二极管的主要规范有光谱响应、光灵敏度、暗电流、终端电容、分流电阻、响应时间以及噪声等效功率。运算放大器规范也很重要。在本应用中，我们更关注放大器的偏置电流、失调、GBW、噪声、输入电容以及输出轨。选择运算放大器时，首先应选择JFET或CMOS放大器。JFET与CMOS输入放大器具有极低的偏置电流，非常适合光电转换。

在光电二极管规范确定后，如何选择放大器、R1和C1：

在本部分中，我们将探讨在指定了系统带宽(BW0)和光电二极管特征（光电二极管结点电容Cd和光电二极管分流电阻Rsh）的情况下如何选择组件。目标是选择放大器、反馈电阻器和补偿电容器。现在我们已知的参数有BW0、Cd和Rsh。在光电转换过程中，输出噪声可影响电路灵敏度。光电二极管在应用中的最大输出电流由输入光学功率以及光电二极管规范决定。因此，我们可通过在开始进行计算或测量来确定光电二极管的最大输出电流Iomax。
放大器具有输出轨限制，从来不会超过电源范围。某些放大器输出轨非常接近电源轨，而某些输出轨却有极大限制。我们可以参考运算放大器产品说明书，了解具体电轨限制。为让放大器工作在线性区域，我们必须限制反馈电阻器的值。在设计电路时，可能会有放大器偏置电流、输入失调以及二极管暗电流造成的大量输出失调。输出失调不仅会限制放大器的AC动态范围，而且还会限制反馈电阻器的值：

如果R1太小，放大器AC输出动态范围就很浪费。另一方面，大型R1会增大电路输出噪声，如图3所示。

图3：反馈电阻器对噪声增益的影响

从图2 我们知道，I-V 增益带宽由极点频率fpf决定，而fpf又由反馈电阻器R1和补偿电容器C1决定，因此。噪声增益曲线上的零点(fzf)和极点(fpf)构成了噪声曲线。极点和零点是决定总噪声的两个主要因素。零点fzf由R1和Ci（Ci=Cd+Ci-OPA，即二极管结点电容Cd和放大器输入电容Ci-OPA之和）决定。极点 fpf由R1和C1决定。

较大电路带宽需要较小补偿电容，但较小补偿电容将增大噪声增益，导致输出更大噪声，降低分辨率，如图4 所示。

图4：补偿电容对噪声增益的影响 

电路I-V带宽受组件精度影响。为满足电路设计要求，带宽设置为要求的1.5倍：

对于高频率信号 () 而言，补偿电容器的阻抗远远低于反馈电阻器，反馈网络阻抗由补偿电容器决定，因此在高频率 () 下，噪声增益由 C1 和 Ci 决定：

为确保放大器稳定，1/β与Aol相交的点必须小于或等于20dB／十倍频程。因此在稳定的情况下，Aol和1/β曲线将在 的增益位置相交。根据高精度放大器的增益带宽积，我们可计算出交叉点频率为：

如果，电路就很稳定，因此我们要求：

从图2我们知道，增大GBW会导致噪声带宽增大，最终造成总输出噪声增大。在 时，闭环电路具有45度的相位裕度，因此电路保持稳定。在噪声增益曲线(1/β)和放大器开环增益曲线将随组件变动而移动时，为保持电路稳定，我们选择GBW临界值为1.5倍的放大器：

设计步骤可总结如下：

（1）确定信号增益（反馈电阻器R1）：

 (2)计算补偿电容器C1:

 (3)计算放大器GBW：

 (4)选择一款能满足步骤(3)中GBW要求的低偏置电流放大器。

（5）使用所选放大器的参数验证R1和GBW：

  在该步骤中，是优化值。

(6)如果步骤(5)通过验证，设计就完成了。如果不能通过验证，请选择较小值的R1或较大GBW的放大器，反回步骤(1)。

在放大器确定后，如何选择光电二极管、R1和C1：

如果我们已经选定运算放大器，我们就知道运算放大器的GBW、Vomax和Ci-OPA。根据运算放大器规范，我们将知道如何选择光电二极管、反馈电阻器和电容器。由于放大器已选定，因此Aol已经知道。图5是光电二极管的终端电容如何影响噪声增益。

图5：光电二极管终端电容器对电路噪声增益曲线的影响 

从图5可以明显看出，对于较小光电二极管电容而言，总体噪声更理想。因此我们需要选择电容较小的光电二极管。结点电容与扩散面积成正比，与耗尽区宽度成反比。扩散面积与灵敏度成正比。如果通过缩小耗尽区来降低结点电容，也会导致光电二极管灵敏度下降。在这种情况下，我们需要增大互阻抗来放大信号。使用极大值的反馈电阻器对电路性能不利，原因有几个。首先我们可以看到，使用较大反馈电阻器增大了噪声带宽，而且电阻器本身也在电路中产生了额外的热噪声（见图3）。其次，如果我们使用极大的电阻器来确保带宽，我们就必须使用较小的补偿电容。图4是使用较小补偿电容会增大噪声增益的情况。最后，大型电阻器及二极管的暗电流还会在输出端造成较大的失调，其将限制电路的动态范围。

此外，该电容还取决于反向偏置电压。在光电二极管上应用反向电压以减少结点电容，从而降低噪声，是一种值得考虑的方法。但仍然需要注意来自反向偏置电压源的噪声。我们可使用LPF滤除偏置噪声。该LPF必须使用小阻值电阻器，以防止调制光电二极管上的电压。

我们现在有了放大器和光电二极管，接下来的步骤基本与上述六个步骤一样，但没有步骤(3)和步骤(4)，因为我们已经知道GBW：

（1）确定信号增益（反馈电阻器R1）：

（2）计算补偿电容器C1：

（3）验证：

 (4) 如果步骤(3)验证通过，设计即完成。如果验证失败，请选择更小值的R1或更大GBW的放大器，然后返回步骤(1)。

真实案例示例：

我们将使用一个真实案例来说明怎样在光电二极管应用中选择正确组件。有一款便携式生化分析仪使用920nm 红外光透射被测试样本。该样本的生化特性对920nm红外光能量有不同的吸收能力。我们已经知道，穿透920nm 红外光的最大功率为-20dBm，需要为滨松硅光电二极管S2551提供80%的耦合率。我们需要确保电路对25KHz信号的衰减小于3dB。现在，我们来为该应用设计一款3.3V电源供电的光电二极管。
首先需要阅读产品说明书，了解滨松S2551的技术规范，如图6所示。我们可以看到920nm的灵敏度为0.6A/W，最大暗电流为1nA，在反向电压为0V时结点电容为350pF。

由于最大光功率为-20dBm，相当于0.01mW，因此我们可以计算出该光电二极管在应用中的最大输出电流为： 

图6：摘自产品说明书的S2551规范 

下面是分六个步骤的设计方法：

第1步：信号增益：

我们选择R1=670KΩ；

第2步：补偿电容：

我们选择C1=6.8pF；
第3步：放大器带宽：

第4步：选择放大器

到目前为止，我们知道应用需要一种低偏置、低功耗、低失调并支持2.95MHz带宽的放大器。我们来看看德州仪器(TI)提供的放大器OPA314，其主要规范如图7所示，它看似是非常理想的选择。

图7：OPA314的主要规范 

这是一款支持0.2pA偏置电流的轨至轨输入输出放大器。3MHz单位稳定GBW放大器只有150uA的静态电流。内部 RF/EMI滤波器可在恶劣电磁环境中提高电路性能。其低噪声与低失调可满足该应用需求。
因此OPA314是满足该需求的理想选择。尽管如此，我们仍然需要使用所选放大器的真实规范再次验证：
第5步：验证输出摆幅和GBW。

OPA314的最大失调电压是2.5mV。光电二极管的1nA暗电流通过R1=680KΩ会产生0.68mV的失调。因此：

OPA314在2KΩ负载下的输出摆幅大于3.26V，其输入电容等于1pF+5pF=6pF。我们可验证：

非常理想，这正是我们所需要的。因而根据计算，OPA314是本应用的最佳芯片。我们还可以在TINA（TI免费仿真工具）中设置下列仿真电路。我们正在使用一款可为我们设计的电路提供4.8uA峰值电流以及25KHz频率的电源。仿真电路与结果见图8、图9。

图8：仿真电路

图9：设计电路仿真输出 

总结

本文主要介绍了如何为光电转换应用选择放大器、反馈电阻器及补偿电容器，并介绍了用于帮助我们为任何光电二极管或放大器选择组件的六步选择法。随后还提供了一个真实电路设计与仿真案例，用于演示该六步选择法。它为在互阻抗电路设计中选择和优化噪声相关型组件提供了一个简单的方法。但由于优化值并未考虑印刷电路板寄生因素，在许多实际案例中可能需要进行调整。在互阻抗电路输出之后使用一个LPF还可降低噪声。