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如何在对电桥传感器进行电路设计时避免陷入困境
发布时间：2014/4/11 15:46:00 来源：
仪表放大器可以调理传感器生成的电信号，从而实现这些信号的数字化、存储或将其用于控制信号一般较小，因此，放大器可能需要配置为高增益。另外，信号可能会叠加大共模电压， 也可能叠加较大直流失调电压。精密仪表放大器可以提供高增益，选择性地放大两个输入电压之间的差异，同时抑制两个输入中共有的信号。
惠斯登电桥是这种情况的经典例子，但像生物传感器一类的原 电池具有类似的特性。电桥输出信号为差分信号，因此，仪表放大器是高精度测量的首选。理想情况下，无负载电桥输出为零，但仅当所有四个电阻均完全相同时，这种情况方为真。假如有一个以分立式电阻构建的电桥，如图 1 所示。最差情况差 分失调 VOS为
其中，VEX 为电桥激励电压， TOL 为电阻容差（单位为百分比）。
图 1 惠斯登电桥失调
例如，在各元件的容差均为 0.1%且激励电压为 5 V 时，差分失调可以高达±5 mV。如果需要 400 的增益来实现所需电桥灵 敏度，则放大器输出端的失调变成±2 V。假设放大器由同一电源驱动，并且其输出可以轨到轨摆动，则仅电桥失调就可能消耗掉 80%以上的输出摆幅。在行业要求电源电压越来越小的趋 势下，这个问题只会变得更加糟糕。
传统的三运放仪表放大器架构（如图 2 所示）有一个差分增益 级，其后为一个减法器，用于移除共模电压。增益施加于第一 级，因此，失调放大的倍数与目标信号相同。因此，将其移除的唯一方法是在参考(REF)端施加反电压。这种方法的主要不 足在于，如果放大器的第一级已经饱和，则调节 REF 上的电 压并不能更正失调。克服这点不足的几种方法包括：
根据具体情况，以外部电阻对电桥分流，但对于自动化 生产来说，这是不现实的，而且在出厂后是无法调整的
减少第一级增益，通过微调 REF 上的电压来移除失调， 并再添一个放大器电路以实现所需增益
减少第一级增益，以高分辨率 ADC 完成数字化输出，并 在软件中移除失调
后两种选项还需要考虑最差情况下与原始失调值的偏差，从而 进一步减少第一级的最大增益。这些解决方案并不理想，因为它们需要额外的电源、电路板空间或成本，来达到高 CMRR 和低噪声的目标。另外，交流耦合并不是测量直流或超慢移动信号的一种选择。
图 2 三运放仪表放大器拓扑结构
间接电流反馈(ICF)仪表放大器（如AD8237 和 AD8420可在放 大之前移除失调。图 3 显示ICF拓扑结构原理图。
图 3 间接电流反馈仪表放大器拓扑结构
该仪表放大器的传递函数在形式上与经典三运放拓扑结构的 传递函数相同，其计算公式为
由于输入之间的电压等于反馈(FB)与参考(REF)端子之间的电 压时，放大器的反馈要求可得到满足，因此，我们可将该公式 重写为
这意味着，引入一个等于反馈和参考端子之间失调的电压，即 使在存在大输入失调的情况下，也可将输出调整为零伏特。如图 4 所示，该调整可以通过以下方法实现：从一个简单的电压源（如低成本 DAC）或者来自嵌入式微控制器的滤波 PWM 信 号，通过电阻 RA 将一个小电流注入反馈节点。
图 4 带失调移除功能的高增益电桥电路
设计步骤
等式(3)，1 与 R2 之比将增益设为：
设计师必须确定电阻值。较大电阻值可降低功耗和输出负载； 较小 值可限制FB输入偏置电流和输入阻抗误差。如果 R1 和 R2 的并联 组合大于约30 kΩ， 则电阻开始引起噪声。 表1显示了一些建议值。
表 1 各种增益的推荐电阻（1%电阻）
为了简化 RA值的查找过程，假设采用双电源运行模式，有一个接地 REF 端子和一个已知的双极性调整电压 VA。这种情况 下的输出电压可通过以下公式计算：
注意， 从VA至输出的增益为反相。 VA 的增加会使输出电压降低， 比值为R2和 VA reduces the output voltage by a fraction given by the ratio of resistors R2 and RA之比。此比值下，可以针对给定的输入失调，使调整范围达到最大。由于调整范围指向增益之前的放大器输入， 因此，即使在低分辨率源的情况下，也可实施微调。由于 RA 一 般都比 R1大得多，因此，我们可以得到等式(5)的近似值：
为了找到一个 RA值以允许最大失调调整范围 VIN(MAX)， 在给定调整电压范围 VA(MAX)的情况下，使VOUT = 0 ，求 RA，结果得到
其中， VIN(MAX) 为传感器预期的最大失调。等式(5)同时显示， 调整电路的插入会修改从输入到输出的增益。即使如此，其影 响一般也很小，增益可以重新计算为：
一般地，对于单电源电桥调理应用，参考端的电压应大于信号 地。如果电桥输出可以在正负间摆动，情况尤其如此。如果基 准电压源由一个低阻抗源（如分阻器和缓冲器）驱动至电压 VREF，如图 5 所示，则等式(5)变为：
如果相对于原始等式中的VREF取 VOUT 和VA ，则可得到相同 的结果。 VA(MAX) – VREF 也应替换等式(7)中的 VA(MAX)。
设计示例
假设有一个单电源电桥放大器，如图 4 所示，其中，用 3.3 V 电压来激励电桥并驱动放大器。满量程电桥输出为±15 mV， 失调可能处于±25-mV 的范围。为了取得所需灵敏度，放大器 增益需为 100，ADC 的输入范围为 0 V 至 3.3 V。由于电桥的 输出可以为正，也可以为负，因此，其输出指向中间电源或 1.65 V。只需通过施加 100 的增益，失调本身即会强制使放大器输 出处于–0.85 V 至+4.15 V 的范围内，这超过了电源轨。
这个问题可通过图 5 所示的电路来解决。电桥放大器A1 是一个 像AD8237 一样的ICF仪表放大器。放大器A2，带R4 和R5，将 A1 的零电平输出设为中间电源。 AD5601 8 位DAC对输出进行 调整，通过RA使电桥失调为 0。然后，放大器的输出由 AD7091 微功耗 12 位ADC数字化。
图 5 针对单电源工作模式而修改的失调移除电路
从表1可以发现， 增益为101时， R1和R2 需为1 kΩ和100 kΩ。 电路包括一个可以在 0 V 至 3.3 V 范围内摆动，或者在 1.65V 基准电压左右摆动±1.65 V。为了计算 RA 的值，我们使用等式 (6)。其中，VA(MAX) = 1.65 V 且 VIN(MAX) = 0.025 V， RA = 65.347 kΩ。当电阻容差为 1%时，最接近的值为 64.9 kΩ。然而，这 没有为源精度和温度变化导致的误差留下任何裕量，因此，我 们选择一个常见的 49.9-kΩ 低成本电阻。这样做的代价是调整 分辨率降低了，结果导致略大的调整后失调。
从等式(7)，我们可以算出额定增益值为 103。如果设计师希望 得到接近目标值 100 的增益值，最简单的办法是使 R2 的值降 低 3%左右，至 97.6 kΩ，结果对 RA 的值的影响非常小。在新 的条件下，额定增益为 100.6。
由于DAC可以摆动±1.65 V，因此，总失调调整范围可通过由RA 以及R1和R2的并联组合形成的分压器给定，其计算方法如下：
在±25-mV 最大电桥失调范围内，±32.1-mV 的调整范围可提供 28%的额外调整裕量。对于 8 位 DAC，调整步长为
对于 250-µV 调整分辨率，输出端的最大残余失调为 12.5 mV。
R3 和 C1 c的值可以通过ADC数据手册中的建议值或参考文献2 来确定。对于采样率为 1 MSPS 的 AD7091，这些值为 51 Ω 和 4.7 nF。在以较低速率采样时，可以使用较大的电阻或电容组 合，以进一步减少噪声和混叠效应。
该电路的另一个优势在于，可以在生产或安装时完成电桥失调 调整。如果环境条件、传感器迟滞或长期漂移对失调值有影响， 则可重新调整电路。
受其真轨到轨输入影响，AD8237 最适合采用超低电源电压的 电桥应用。对于要求较高电源电压的传统工业应用，AD8420 不失为一款良好的替代器件。该 ICF 仪表放大器采用 2.7 V 至 36 V 电源供电，功耗低 60%。
表 2 是对两款仪表放大器进行了比较。都使用了最小和最大规 格。有关更多详情和最新信息，请参见产品数据手册。
表 2 AD8237和 AD8420比较
参考文献
1. AN212 Application Note. Handling Sensor Bridge Offset. Honeywell International Inc., Rev 05-05.
2. HMC1001/HMC1002/HMC1021/HMC1022 1- and 2-Axis Magnetic Sensors Data Sheet. Honeywell International Inc., 2008.
3. Kitchin, Charles and Lew Counts. A Designer’s Guide to Instrumentation Amplifiers. 3rd Edition. Analog Devices, Inc., 2006.
4. NPC-410 Series Data Sheet. GE Sensing, 2006.
5. Product Training Module. Indirect Current Feedback Instrumentation Amplifier Applications Guide. Digi-Key Corporation.
6. Walsh, Alan. “Front-End Amplifier and RC Filter Design for a Precision SAR Analog-to-Digital Converter.” Analog Dialogue, Volume 46, 2012.
作者简介
Gustavo Castro [gustavo.castro@analog.com] 是马萨 诸塞州威明顿市精密信号调理部门的应用工程师。 2011 年 1 月加入ADI公司之前， 他曾经从事数字万用 表及直流源等高精度仪器仪表设计工作达 10 年。 2000 年，他从墨西哥蒙特利技术学院获得电子工程学士学位。 他拥有两项专利。
Scott Hunt [scott.hunt@analog.com] 是线性产品部 （马 萨诸塞州威明顿市）的一名产品应用工程师。他获得 伦斯勒理工学院电气工程学士学位后，于 2011 年加 入ADI。Scott专门从事集成精密放大器技术工作，包 括仪表放大器、差分放大器和热电偶放大器。
惠斯登电桥是这种情况的经典例子，但像生物传感器一类的原 电池具有类似的特性。电桥输出信号为差分信号，因此，仪表放大器是高精度测量的首选。理想情况下，无负载电桥输出为零，但仅当所有四个电阻均完全相同时，这种情况方为真。假如有一个以分立式电阻构建的电桥，如图 1 所示。最差情况差 分失调 VOS为
其中，VEX 为电桥激励电压， TOL 为电阻容差（单位为百分比）。
图 1 惠斯登电桥失调
例如，在各元件的容差均为 0.1%且激励电压为 5 V 时，差分失调可以高达±5 mV。如果需要 400 的增益来实现所需电桥灵 敏度，则放大器输出端的失调变成±2 V。假设放大器由同一电源驱动，并且其输出可以轨到轨摆动，则仅电桥失调就可能消耗掉 80%以上的输出摆幅。在行业要求电源电压越来越小的趋 势下，这个问题只会变得更加糟糕。
传统的三运放仪表放大器架构（如图 2 所示）有一个差分增益 级，其后为一个减法器，用于移除共模电压。增益施加于第一 级，因此，失调放大的倍数与目标信号相同。因此，将其移除的唯一方法是在参考(REF)端施加反电压。这种方法的主要不 足在于，如果放大器的第一级已经饱和，则调节 REF 上的电 压并不能更正失调。克服这点不足的几种方法包括：
根据具体情况，以外部电阻对电桥分流，但对于自动化 生产来说，这是不现实的，而且在出厂后是无法调整的
减少第一级增益，通过微调 REF 上的电压来移除失调， 并再添一个放大器电路以实现所需增益
减少第一级增益，以高分辨率 ADC 完成数字化输出，并 在软件中移除失调
后两种选项还需要考虑最差情况下与原始失调值的偏差，从而 进一步减少第一级的最大增益。这些解决方案并不理想，因为它们需要额外的电源、电路板空间或成本，来达到高 CMRR 和低噪声的目标。另外，交流耦合并不是测量直流或超慢移动信号的一种选择。
图 2 三运放仪表放大器拓扑结构
间接电流反馈(ICF)仪表放大器（如AD8237 和 AD8420可在放 大之前移除失调。图 3 显示ICF拓扑结构原理图。
图 3 间接电流反馈仪表放大器拓扑结构
该仪表放大器的传递函数在形式上与经典三运放拓扑结构的 传递函数相同，其计算公式为
由于输入之间的电压等于反馈(FB)与参考(REF)端子之间的电 压时，放大器的反馈要求可得到满足，因此，我们可将该公式 重写为
这意味着，引入一个等于反馈和参考端子之间失调的电压，即 使在存在大输入失调的情况下，也可将输出调整为零伏特。如图 4 所示，该调整可以通过以下方法实现：从一个简单的电压源（如低成本 DAC）或者来自嵌入式微控制器的滤波 PWM 信 号，通过电阻 RA 将一个小电流注入反馈节点。
图 4 带失调移除功能的高增益电桥电路
设计步骤
等式(3)，1 与 R2 之比将增益设为：
设计师必须确定电阻值。较大电阻值可降低功耗和输出负载； 较小 值可限制FB输入偏置电流和输入阻抗误差。如果 R1 和 R2 的并联 组合大于约30 kΩ， 则电阻开始引起噪声。 表1显示了一些建议值。
表 1 各种增益的推荐电阻（1%电阻）
| R1 (kΩ) |
R2 (kΩ) |
增益 |
| 无 |
短路 |
1 |
|
49.9 |
49.9 |
2 |
|
20 |
80.6 |
5.03 |
|
10 |
90.9 |
10.09 |
|
5 |
95.3 |
20.06 |
|
2 |
97.6 |
49.8 |
|
1 |
100 |
101 |
|
1 |
200 |
201 |
|
1 |
499 |
500 |
|
1 |
1000 |
1001 |
为了简化 RA值的查找过程，假设采用双电源运行模式，有一个接地 REF 端子和一个已知的双极性调整电压 VA。这种情况 下的输出电压可通过以下公式计算：
注意， 从VA至输出的增益为反相。 VA 的增加会使输出电压降低， 比值为R2和 VA reduces the output voltage by a fraction given by the ratio of resistors R2 and RA之比。此比值下，可以针对给定的输入失调，使调整范围达到最大。由于调整范围指向增益之前的放大器输入， 因此，即使在低分辨率源的情况下，也可实施微调。由于 RA 一 般都比 R1大得多，因此，我们可以得到等式(5)的近似值：
为了找到一个 RA值以允许最大失调调整范围 VIN(MAX)， 在给定调整电压范围 VA(MAX)的情况下，使VOUT = 0 ，求 RA，结果得到
其中， VIN(MAX) 为传感器预期的最大失调。等式(5)同时显示， 调整电路的插入会修改从输入到输出的增益。即使如此，其影 响一般也很小，增益可以重新计算为：
一般地，对于单电源电桥调理应用，参考端的电压应大于信号 地。如果电桥输出可以在正负间摆动，情况尤其如此。如果基 准电压源由一个低阻抗源（如分阻器和缓冲器）驱动至电压 VREF，如图 5 所示，则等式(5)变为：
如果相对于原始等式中的VREF取 VOUT 和VA ，则可得到相同 的结果。 VA(MAX) – VREF 也应替换等式(7)中的 VA(MAX)。
设计示例
假设有一个单电源电桥放大器，如图 4 所示，其中，用 3.3 V 电压来激励电桥并驱动放大器。满量程电桥输出为±15 mV， 失调可能处于±25-mV 的范围。为了取得所需灵敏度，放大器 增益需为 100，ADC 的输入范围为 0 V 至 3.3 V。由于电桥的 输出可以为正，也可以为负，因此，其输出指向中间电源或 1.65 V。只需通过施加 100 的增益，失调本身即会强制使放大器输 出处于–0.85 V 至+4.15 V 的范围内，这超过了电源轨。
这个问题可通过图 5 所示的电路来解决。电桥放大器A1 是一个 像AD8237 一样的ICF仪表放大器。放大器A2，带R4 和R5，将 A1 的零电平输出设为中间电源。 AD5601 8 位DAC对输出进行 调整，通过RA使电桥失调为 0。然后，放大器的输出由 AD7091 微功耗 12 位ADC数字化。
图 5 针对单电源工作模式而修改的失调移除电路
从表1可以发现， 增益为101时， R1和R2 需为1 kΩ和100 kΩ。 电路包括一个可以在 0 V 至 3.3 V 范围内摆动，或者在 1.65V 基准电压左右摆动±1.65 V。为了计算 RA 的值，我们使用等式 (6)。其中，VA(MAX) = 1.65 V 且 VIN(MAX) = 0.025 V， RA = 65.347 kΩ。当电阻容差为 1%时，最接近的值为 64.9 kΩ。然而，这 没有为源精度和温度变化导致的误差留下任何裕量，因此，我 们选择一个常见的 49.9-kΩ 低成本电阻。这样做的代价是调整 分辨率降低了，结果导致略大的调整后失调。
从等式(7)，我们可以算出额定增益值为 103。如果设计师希望 得到接近目标值 100 的增益值，最简单的办法是使 R2 的值降 低 3%左右，至 97.6 kΩ，结果对 RA 的值的影响非常小。在新 的条件下，额定增益为 100.6。
由于DAC可以摆动±1.65 V，因此，总失调调整范围可通过由RA 以及R1和R2的并联组合形成的分压器给定，其计算方法如下：
在±25-mV 最大电桥失调范围内，±32.1-mV 的调整范围可提供 28%的额外调整裕量。对于 8 位 DAC，调整步长为
对于 250-µV 调整分辨率，输出端的最大残余失调为 12.5 mV。
R3 和 C1 c的值可以通过ADC数据手册中的建议值或参考文献2 来确定。对于采样率为 1 MSPS 的 AD7091，这些值为 51 Ω 和 4.7 nF。在以较低速率采样时，可以使用较大的电阻或电容组 合，以进一步减少噪声和混叠效应。
该电路的另一个优势在于，可以在生产或安装时完成电桥失调 调整。如果环境条件、传感器迟滞或长期漂移对失调值有影响， 则可重新调整电路。
受其真轨到轨输入影响，AD8237 最适合采用超低电源电压的 电桥应用。对于要求较高电源电压的传统工业应用，AD8420 不失为一款良好的替代器件。该 ICF 仪表放大器采用 2.7 V 至 36 V 电源供电，功耗低 60%。
表 2 是对两款仪表放大器进行了比较。都使用了最小和最大规 格。有关更多详情和最新信息，请参见产品数据手册。
表 2 AD8237和 AD8420比较
| 技术规格 |
AD8237 |
AD8420 |
| 技术 |
CMOS |
双极性 |
|
（零漂移） |
||
| 静态电源电流 |
130 µA |
80 µA |
| 电源电压范围 |
1.8 V 至 5.5 V |
2.7 V 至 36 V |
| 输入电压范围 |
–VS – 0.3 V 至 |
–VS – 0.15 V 至 |
|
+VS + 0.3 V |
+VS – 2.2 V |
|
| 差分输入电压限值 |
±(VS – 1.2) V |
±1 V |
| 轨到轨输出 |
是 |
是 |
| CMRR（G = 100，dc至60 Hz) |
114 dB |
100 dB |
| 失调电压 |
75 µV |
125 µV |
| 失调电压漂移 |
0.3 µV/°C |
1 µV/°C |
| 电压噪声频谱密度 |
68 nV/√Hz |
55 nV/√Hz |
| 增益误差(G = 100) |
0.01% |
0.10% |
| 增益漂移 |
0.5 ppm/ °C |
10 ppm/ °C |
| 带宽，–3 dB (G = 100) |
HBW 模式下为10 kHz |
2.5 kHz |
| 封装 |
MSOP-8 |
MSOP-8 |
参考文献
1. AN212 Application Note. Handling Sensor Bridge Offset. Honeywell International Inc., Rev 05-05.
2. HMC1001/HMC1002/HMC1021/HMC1022 1- and 2-Axis Magnetic Sensors Data Sheet. Honeywell International Inc., 2008.
3. Kitchin, Charles and Lew Counts. A Designer’s Guide to Instrumentation Amplifiers. 3rd Edition. Analog Devices, Inc., 2006.
4. NPC-410 Series Data Sheet. GE Sensing, 2006.
5. Product Training Module. Indirect Current Feedback Instrumentation Amplifier Applications Guide. Digi-Key Corporation.
6. Walsh, Alan. “Front-End Amplifier and RC Filter Design for a Precision SAR Analog-to-Digital Converter.” Analog Dialogue, Volume 46, 2012.
作者简介
Gustavo Castro [gustavo.castro@analog.com] 是马萨 诸塞州威明顿市精密信号调理部门的应用工程师。 2011 年 1 月加入ADI公司之前， 他曾经从事数字万用 表及直流源等高精度仪器仪表设计工作达 10 年。 2000 年，他从墨西哥蒙特利技术学院获得电子工程学士学位。 他拥有两项专利。
Scott Hunt [scott.hunt@analog.com] 是线性产品部 （马 萨诸塞州威明顿市）的一名产品应用工程师。他获得 伦斯勒理工学院电气工程学士学位后，于 2011 年加 入ADI。Scott专门从事集成精密放大器技术工作，包 括仪表放大器、差分放大器和热电偶放大器。
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