1　引 言

在单相功率因数校正变换器的拓扑结构中，单开关PWM升压变换器因其突出的优越性而在近些年被广泛应用于各类功率电子系统中。而同时，由于开关工作频率不断提高所带来的诸如开关损耗、电磁干扰等问题也日益严重，这些问题严重得影响了变换器工作的可靠性和频率的提高和 [1-2]。为此，电力电子领域的专家学者们一直在探索各种解决方案，并于近些年先后提出了许多零电压或零电流软开关技术[1-4]，为解决上述问题提供了一条理想途径。

本文提出了一种新颖的有源钳位零电压转换(ZVT)PWM功率因数校正变换器，它采用了有源钳位技术，且电感和电容工作在谐振模式，从而可以获得软开关条件。该变换器可在固定频率下实现主开关管的零电压开关，并且在任何输入电压和负载条件下都能实现辅助开关管的零电流开关。

2　工作原理

图1所示为提出的ZVT PFC变换器的工作原理图。主开关旁边并联了一个吸收电容Cs，实现了主开管的零电压关断。

图1　ZVT PFC变换器原理图

主开关和辅助开关在图3和图4所示序列的触发下，一个开关周期可以分为六个工作阶段。图2所示即为变换器在六个工作模式下的等效电路图。在对六个工作模式加以分析之前，先做以下假定：在t0时刻以前，VCr=2Vo，ILr=Ii。

模式1：(t0~t1)如图2(a)

在t0时刻以前，主开关管K关断，辅助开关管在t0时刻导通。电感Lr和电容Cr开始谐振，电感电流ILr按(2)式规律开始减小。

(1)

(2)

其中，

模式2：(t1~t2)如图2(b)

在t1时刻，电感电流ILr减小到零，二极管DC关断。电容Cs、Cr和电感Lr谐振，电容Cs放电，电感电流ILr方向改变。

(3)

(4)

模式3：(t2~t3)如图2(c)

在t2时刻，电容上的电压Vcs减小为零，主开关管在零电压的条件下导通。电感Lr和电容Cr谐振，电容Cr继续放电直到电容上的电压Vcr减小到零，此时二极管D导通。之后，辅助开关S在零电流的条件下关断，电感电流ILr线性减小到零。然后电感电流ILr改变方向并线性增加, 在t3时刻，其值再次达到Ii。

模式4：(t3~t4)如图2(d)

在t3时刻，二极管D关断，电感Lr和电容Cr谐振，并对电容Cr充电。

模式5：(t4~t5)如图2(e)

在t4时刻，电容上的电压Vcr达到最大值2Vo ，电感电流ILr减小到零，PFC电路进入稳态。

模式6：(t5~t6)如图2(f)

由于吸收电容Cs的存在，在t5时刻，主开关实现了零电压关断，电流源Ii对电容Cs充电，电容电压Vcs线性增加，直到其值为Vo，此时二极管Dc开始导通。至此，一个完整的工作周期结束，下一个工作周期开始。

3　仿真及实验结果

为验证上述分析过程的正确性，利用PSpice对ZVS-PWM PFC变换器做了仿真分析，仿真条件为：输入电流=5/30A;输出直流电压=400V;开关频率=100kHz;谐振电容Cr=15nF;吸收电容 Cs=1.0nF;谐振电感Lr=5uH;主开关K ：IRFP460;辅助开关S：IRFP840;二极管D：MUR890;钳位二极管DC：MUR3040;输出电容Co=1000uF。

仿真波形分别为满载和轻载条件下电压、电流、主开关管和辅助开关管驱动信号的仿真波形。从这些波形中可以看出，主开关管工作于固定频率，并且实现了零电压转换。同时也实现了辅助开管的零电流转换和二极管的软关断。

为了进一步验证该变换器的工作原理和性能，在实验室完成了一台功率为3kW，工作频率为100kHz的通信用开关电源装置。图6和图7给出了输入交流 160V～275V，输出电压为400V时的实验波形。控制器以UC3854为核心，辅以必要的外围电路，可使所提出的ZVT PFC变换器获得近似正弦波的输入电流，并且THD很小，只有5.7%, PFC达到了0.99。 输入电流和电压波形如图6所示。图7给出了提出的ZVT-PWM PFC工作在满载条件下的实验波形图。可以看出，实验波形与仿真结果一致。主开关管和辅助开关管都可在全负载范围内实现零电流开关，并且电压和电流应力都很小。另外，二极管D也实现了软关断。

4　结 论

本文提出了两种新颖的ZVT-PWM升压PFC变换器，分析了其工作过程及电路参数。通过仿真和实验都验证了这种变换器不仅可实现主开关管的零电压转换和辅助开关管的零电流开关，而且开关管的电压电流应力非常小，同时实验结果表明提出的变换器效率可高达94%.