由于效率要求不断增长，许多电源制造商开始将注意力转向无桥功率因数校正（PFC）拓扑结构。一般而言，无桥PFC可以通过减少线路电流路径中半导体元器件的数目来降低传导损耗。尽管无桥PFC的概念已经提出了许多年，但因其实施难度和控制复杂程度，阻碍了它成为一种主流拓扑。

随着一些专为电源设计的低成本、高性能数字控制器上市，越来越多的电源公司开始为PFC设计选用这些新型数字控制器。相比传统的模拟控制器，数字控制器拥有许多优势，例如：可编程配置，非线性控制，较低器件数目以及最为重要的复杂功能实现能力（模拟方法通常难以实现）。

大多数现今的数字电源控制器（例如：TI的融合数字电源控制器UCD30xx）都提供了许多的集成电源控制外设和一个电源管理内核，例如：数字环路补偿器，快速模数转换器（ADC），具有内置停滞时间的高分辨率数字脉宽调制器（DPWM），以及低功耗微控制器等。它们都对无桥PFC等复杂高性能电源设计具有好处。

数字控制的无桥PFC

在其他无桥PFC拓扑结构中，图1是一个已被业界广泛采用的无桥PFC实例。它具有两个DC/DC升压电路，一个由L1、D1和S1组成，另一个则由L2、D2和S2组成。D3和D4为慢恢复二极管。通过参考内部电源地，分别检测线路（Line）和中性点（Neutral）电压，测量得到输入AC电压。通过对比检测到的线路和中性点信号，固件便可知道它是一个正半周，还是一个负半周。在一个正半周内，第一个DC/DC升压电路（L1-S1-D1）有效，并且升压电流通过二极管D4回到AC中性点；在一个负半周内，第二个DC/DC升压电路（L2-S2-D2）有效，并且升压电流二极管通过D3回到AC线。像UCD3020这样的数字控制器用于控制这种无桥PFC。

图1:数字控制无桥PFC

无桥PFC基本上由两个相升压电路组成，但在任何时候都只有一个相有效。对比使用相同功率器件的传统单相PFC,无桥PFC和单相PFC的开关损耗应该相同。但是，无桥PFC电流在任何时候都只通过一个慢速二极管（正半周为D4,负半周为D3），而非两个。因此，效率的提高取决于一个二极管和两个二极管之间的传导损耗差异。另外，通过完全开启非当前的开关可以进一步提高无桥PFC效率。例如：在一个正半周内，在S1通过PWM信号控制的同时，S2可以完全开启。当流动的电流低于某个值时，MOSFET S2压降可能低于二极管D4,因此，返回电流部分或者全部流经L1-D1-RL-S2-L2,然后返回AC源。这样，传导损耗被降低，电路效率也能够提高（特别是在轻载情况下）。同样，在一个负半周内，S2开关时，S1被完全开启。图2显示了S1和S2的控制波形。

图2:无桥PFC的PWM波形

自适应总线电压和开关频率控制

传统上，效率指标在高压线路和低压线路上都规定为满载。现在，计算服务器和远程通信电源等大多数应用要求，除在满载时，在10%-50%负载范围时，效率也应当满足标准规范。在大多数AC/DC应用中，系统具有一个PFC和一个下游DC/DC级，因此，我们将根据整个系统来测量效率。若想提高轻载时的总系统效率，一种方法是降低PFC输出电压和开关频率。这要求了解负载信息，而这项工作通常通过使用一些额外电路，测量输出电流来实现。然而，采用数字控制器，便不再需要这些额外电路。在输入AC电压和DC输出电压相同时，输出电流与电压环路输出成正比。因此，如果我们知道电压环路的输出，我们便可以相应地调节频率和输出电压。使用数字控制器以后，电压环路通过固件来实现。其输出已知，因此，实现这种特性十分容易，并且成本比使用模拟方法要低得多。

通过变流器实现电流检测

无桥PFC的难题之一是，如何检测整流后的AC电流。如前所述，AC返回电流（部分或者全部）可能会流经非当前的开关，而非慢速二极管D3/D4.因此，在接地路径中，使用分流器来检测电流的方法（通常在传统PFC中使用）已不再适用。取而代之的是使用变流器（CT）来检测，且每相一个（图1）。这两个变流器的输出整流后结合在一起，以产生电流反馈信号。由于在任何时候都只有一个变流器具有整流输出信号，因此，即使将它们结合在一起，任何时候也都只有一个反馈电流信号。

图3:连续导通模式时的检测电流波形

图4:非连续导通模式时的检测电流波形

如图3、4所示，由于变流器放置在开关的正上方，因此，它只检测开关电流（只是电感电流的上升部分）。在数字控制实现时，在PWM导通时间Ta中间测量该开关电流信号。它是一个瞬时值，在图3、4中以Isense表示。仅当该电流为连续电流时，测得的开关电流Isense才等于平均PFC电感电流（图3）。当该电流变为图4所示非连续状态时，Isense将不再等于平均PFC电感电流。为了计算电感平均电流，应建立在一个开关周期内，中间点检测电流Isense和平均电感电流之间的关系，并且这种关系应同时适用于连续导通模式（CCM）和非连续导通模式（DCM）。

就一个在稳态工作的升压型转换器而言，升压电感的二次电压应在每一开关周期内都保持平衡：

其中，Ta为电流上升时间（PWM导通时间），Tb为电流下降时间（PWM关断时间），VIN为输入电压，VO为输出电压，并假设所有功率器件均为理想状态。

从图3、4可以看出，我们可以根据Isense,计算出电感平均电流Iave:

其中，T为开关周期。

结合（1）、（2）两式，可以得到：

通过（3）式，平均电感电流Iave被表示成瞬时开关电流Isense.期望电流Iave和Isense为电流控制环路的电流参考。检测到实际的瞬时开关电流后，与该参考对比，误差被送至一个快速误差ADC（EADC），最后，将数字化的误差信号传送至一个数字补偿器，以关闭电流控制环路。

动态调节环路补偿器

总谐波失真（THD）和功率因数（PF）是两个判定PFC性能非常重要的标准。一个好的环路补偿器应该具有较好的THD和PF.不过，由于PFC的输入范围非常宽，它可以从80Vac扩展至高达265Vac,因此，在低压线路拥有较高性能的补偿器，在高压线路上可能无法很好工作。最好的方法是根据输入电压相应地调节环路补偿器。这对模拟控制器来说，可能是一项不可能完成的任务，但对于一些数字控制器（例如：UCD3020）来说，则可以轻松实现。

该芯片中的数字补偿器是一种数字滤波器，它由一个与一阶IIR滤波器级联的二阶无限脉冲响应（IIR）滤波器组成。控制参数（即所谓的系数）被保存在一组寄存器中。该寄存器组被称作存储体（bank）。共有两个这样的存储体，并且它们可以存储不同的系数。任何时候，只有一个存储体的系数有效并用于补偿计算，而另一个则处于非工作状态。固件始终都可以向非工作存储体加载新的系数。在PFC工作期间，可以在任何时候调换系数存储体，以便允许补偿器使用不同的控制参数，以以适应不同的运行状态。

图5:低压线路的VIN和IIN波形（VIN=110V,负载=1100W,THD=2.23%,PF=0.998）

有了这种灵活性以后，我们可以存储两个不同的系数组（一个用于低压线路，另一个用于高压线路），并根据输入电压交换系数。环路带宽、相位裕度和增益裕度在低压线路和高压线路下都可优化。利用这种动态调节的控制环路系数，并使用固件补偿变流器可能出现的偏移，可以极大改善THD和PF.图5、6是基于1100W无桥PFC的测试结果，在低压线路上的THD为2.23%,高压线路上的THD为2.27%,而PF则分别为0.998和0.996。

图6:高压线路的VIN和IIN波形（VIN=220V,负载=1100W,THD=2.27%,PF=0.996）

改善轻载时的PF

每个PFC在输入端都有一个电磁干扰（EMI）滤波器。EMI滤波器的X电容会引起AC输入电流超前AC电压，从而影响PF.在轻载和高压线路下，这种情况将变得更糟糕：PF很难满足严格的规范。要想增加轻载时的PF,我们需要相应地强制电流延迟。我们如何实现呢？

图7:测量到的VIN无延迟

我们知道，PFC电流控制环路不断尝试强制电流与其参考匹配。该参考基本上是AC电压信号，只是大小不同。因此，如果我们能够延迟电压检测信号，并将延迟后的电压信号用于电流参考生成，便可以让电流延迟，来匹配AC电压信号，从而使PF得到改善。这对一个模拟控制器来说比较困难，但对数字控制而言，只需几行代码便可以实现。

图8:测量到的VIN被延迟300us 

首先，输入AC电压通过ADC测量。固件读取测量到的电压信号，再加上一些延迟，然后使用延迟后的信号来生成电流参考。图7、8显示了1100W无桥PFC的测试结果。在该测试中，VIN=220V,VOUT=360V,而负载=108W（约满载的10%）。通道1为IIN,通道2为VIN,通道4为带延迟的测量到的VIN信号。图7中，测量到的VIN没有增加延迟，PF=0.86,THD=8.8%.而在图8中，测量到的VIN信号被延迟了300us,这种情况下，PF被改善到0.90.此外，还可以进一步改善PF,但这将以牺牲THD为代价，因为进一步延迟电流参考，将在AC电压交叉点处产生更多的电流失真。在图9中，测量到的VIN被延迟了500us,此时，PF被改善到0.92.但是，电流在电压交叉点处出现了失真。结果，THD变得更糟糕，达到11.3%.

图9:测量到的VIN被延迟500us

非线性控制

相比电流环路，电压环路控制的复杂度较低。在数字实现时，输出电压VO通过一个ADC检测，然后同一个电压基准比较。我们可以使用一个简单的比例积分（PI）控制器，来闭合该环路。

其中，U为控制输出，Kp和Ki分别为比例和积分增益。E[n]为DC输出电压误差采样值。

如前所述，使用数字控制的好处之一是它能够实现非线性控制。为提高瞬态响应，可以使用非线性PI控制。图10是非线性PI控制的一个例子。误差越大时（通常出现在瞬态），所使用的Kp增益也越大。当误差超出设置限制时，这将加速环路响应，并且，恢复时间也被缩短。对于积分器，则又是另外一种情况。众所周知，积分器用于消除稳态误差。然而，它却经常引起饱和问题，并且其90°相位滞后也将影响系统的稳定性。正因如此，我们使用了一个非线性积分增益（图10）。当误差超出一定程度时，积分增益Ki减小，以防止出现饱和、超调和不稳定的问题。

图10:非线性PI控制。

数字电压环路控制的另一个优点被称为抗积分器饱和，它一般出现在AC下降时。当出现AC下降且下游负载继续吸取电流时，DC输出电压开始下降，而PFC控制环路却仍然尝试调节其输出。因此，积分器积分，并可能出现饱和，这种情况被称为积分器饱和。一旦AC恢复，饱和的积分器便可能引起DC输出电压超调。为防止出现这种情况，则一旦探测到AC恢复，固件便马上复位积分器，并且DC输出达到其调节点。

数字控制器还可以做更多工作，例如：频率抖动、系统监控和通信等，并且还可以为无桥PFC提供灵活的控制、更高的集成度和更高的性能。在一些高端AC/DC设计中，越来越多的设计正在使用数字控制器。