设计要求

本文设计的开关电源将作为智能仪表的电源，最大功率为10 W。为了减少PCB的数量和智能仪表的体积，要求电源尺寸尽量小并能将电源部分与仪表主控部分做在同一个PCB上。

考虑10W的功率以及小体积的因素，电路选用单端反激电路。单端反激电路的特点是：电路简单、体积小巧且成本低。单端反激电路由输入滤波电路、脉宽调制电路、功率传递电路(由开关管和变压器组成)、输出整流滤波电路、误差检测电路(由芯片TL431及周围元件组成)及信号传递电路(由隔离光耦及电阻组成)等组成。本电源设计成表面贴装的模块电源，其具体参数要求如下：

输出最大功率：10W

输入交流电压：85～265V

输出直流电压／电流：+5V，500mA；+12V，150mA；+24V，100mA

纹波电压：≤120mV

单端反激式开关电源的控制原理

所谓单端是指TOPSwitch-II系列器件只有一个脉冲调制信号功率输出端一漏极D。反激式则指当功率MOSFET导通时，就将电能储存在高频变压器的初级绕组上，仅当MOSFET关断时，才向次级输送电能，由于开关频率高达100kHz，使得高频变压器能够快速存储、释放能量，经高频整流滤波后即可获得直流连续输出。这也是反激式电路的基本工作原理。而反馈回路通过控制TOPSwitch器件控制端的电流来调节占空比，以达到稳压的目的。

TOPSwitch-Ⅱ系列芯片选型及介绍

TOPSwitch-Ⅱ系列芯片的漏极(D)与内部功率开关器件MOSFET相连，外部通过负载电感与主电源相连，在启动状态下通过内部开关式高压电源提供内部偏置电流，并设有电流检测。控制极(C)用于占空比控制的误差放大器和反馈电流的输入引脚，与内部并联稳压器连接，提供正常工作时的内部偏置电流，同时也是提供旁路、自动重起和补偿功能的电容连接点。源极(S)与高压功率回路的MOSFET的源极相连，兼做初级电路的公共点与参考点。内部输出极MOSFET的占空比随控制引脚电流的增加而线性下降，控制电压的典型值为5.7 V，极限电压为9 V，控制端最大允许电流为100 mA。

在设计时还对阈值电压采取了温度补偿措施，以消除因漏源导通电阻随温度变化而引起的漏极电流变化。当芯片结温大于135℃时，过热保护电路就输出高电平，关断输出极。此时控制电压Vc进入滞后调节模式，Vc端波形也变成幅度为4.7V～5.7V的锯齿波．若要重新启动电路，需断电后再接通电路开关，或者将Vc降至3.3V以下，再利用上电复位电路将内部触发器置零，使MOSFET恢复正常工作。

采用TOPSwitch-Ⅱ系列设计单片开关电源时所需外接元器件少，而且器件对电路板布局以及输入总线瞬变的敏感性大大减少，故设计十分方便，性能稳定，性价比更高。

对于芯片的选择主要考虑输入电压和功率。由设计要求可知，输入电压为宽范围输入，输出功率不大于10W，故选择TOP222G。

电路设计

本开关电源的原理图如图1所示。

电源主电路为反激式，C1、L1、C2，接在交流电源进线端，用于滤除电网干扰，C5接在高压和地之间，用于滤除高频变压器初、次级后和电容产生的共模干扰，在国际标准中被称为"Y电容"。C1跟C5都称作安全电容，但C1专门滤除电网线之间的串模干扰，被称为"X电容"。

为承受可能从电网线窜入的电击，可在交流端并联一个标称电压u1mA为275V的压敏电阻VSR。

鉴于在功率MOSFET关断的瞬间，高频变压器的漏感产生尖峰电压UL，另外，在原边上会产生感应反向电动势UOR，二者叠加在直流输入电压上。典型的情况下，交流输入电压经整流桥整流后，其最高电压UImax=380V，UL≈165V，UOR=135V，贝UOR+UL+UOR≈680V。这就要求功率MOSFET至少能承受700V的高压，同时还必须在漏极增加钳位电路，用以吸收尖峰电压，保护TOP222G中的功率MOSFET。本电源的钳位电路由D2、D3组成。其中D2为瞬态电压抑制器(TVS)P6KE200，D3为超快恢复二极管UF4005。当MOSFET导通时，原边电压上端为正，下端为负，使得D3截止，钳位电路不起作用。在MOSFET截止瞬间，原边电压变为下端为正，上端为负，此时D1导通，电压被限制在200V左右。

本文介绍了一种基于TOPSwith系列芯片设计的小功率多路输出AC/DC开关电源的原理及设计方法。

设计要求

本文设计的开关电源将作为智能仪表的电源，最大功率为10 W。为了减少PCB的数量和智能仪表的体积，要求电源尺寸尽量小并能将电源部分与仪表主控部分做在同一个PCB上。

考虑10W的功率以及小体积的因素，电路选用单端反激电路。单端反激电路的特点是：电路简单、体积小巧且成本低。单端反激电路由输入滤波电路、脉宽调制电路、功率传递电路(由开关管和变压器组成)、输出整流滤波电路、误差检测电路(由芯片TL431及周围元件组成)及信号传递电路(由隔离光耦及电阻组成)等组成。本电源设计成表面贴装的模块电源，其具体参数要求如下：

输出最大功率：10W

输入交流电压：85～265V

输出直流电压／电流：+5V，500mA；+12V，150mA；+24V，100mA

纹波电压：≤120mV

单端反激式开关电源的控制原理

所谓单端是指TOPSwitch-II系列器件只有一个脉冲调制信号功率输出端一漏极D。反激式则指当功率MOSFET导通时，就将电能储存在高频变压器的初级绕组上，仅当MOSFET关断时，才向次级输送电能，由于开关频率高达100kHz，使得高频变压器能够快速存储、释放能量，经高频整流滤波后即可获得直流连续输出。这也是反激式电路的基本工作原理。而反馈回路通过控制TOPSwitch器件控制端的电流来调节占空比，以达到稳压的目的。

TOPSwitch-Ⅱ系列芯片选型及介绍

TOPSwitch-Ⅱ系列芯片的漏极(D)与内部功率开关器件MOSFET相连，外部通过负载电感与主电源相连，在启动状态下通过内部开关式高压电源提供内部偏置电流，并设有电流检测。控制极(C)用于占空比控制的误差放大器和反馈电流的输入引脚，与内部并联稳压器连接，提供正常工作时的内部偏置电流，同时也是提供旁路、自动重起和补偿功能的电容连接点。源极(S)与高压功率回路的MOSFET的源极相连，兼做初级电路的公共点与参考点。内部输出极MOSFET的占空比随控制引脚电流的增加而线性下降，控制电压的典型值为5.7 V，极限电压为9 V，控制端最大允许电流为100 mA。

在设计时还对阈值电压采取了温度补偿措施，以消除因漏源导通电阻随温度变化而引起的漏极电流变化。当芯片结温大于135℃时，过热保护电路就输出高电平，关断输出极。此时控制电压Vc进入滞后调节模式，Vc端波形也变成幅度为4.7V～5.7V的锯齿波．若要重新启动电路，需断电后再接通电路开关，或者将Vc降至3.3V以下，再利用上电复位电路将内部触发器置零，使MOSFET恢复正常工作。

采用TOPSwitch-Ⅱ系列设计单片开关电源时所需外接元器件少，而且器件对电路板布局以及输入总线瞬变的敏感性大大减少，故设计十分方便，性能稳定，性价比更高。

对于芯片的选择主要考虑输入电压和功率。由设计要求可知，输入电压为宽范围输入，输出功率不大于10W，故选择TOP222G。

电路设计

本开关电源的原理图如图1所示。

电源主电路为反激式，C1、L1、C2，接在交流电源进线端，用于滤除电网干扰，C5接在高压和地之间，用于滤除高频变压器初、次级后和电容产生的共模干扰，在国际标准中被称为"Y电容"。C1跟C5都称作安全电容，但C1专门滤除电网线之间的串模干扰，被称为"X电容"。

为承受可能从电网线窜入的电击，可在交流端并联一个标称电压u1mA为275V的压敏电阻VSR。

鉴于在功率MOSFET关断的瞬间，高频变压器的漏感产生尖峰电压UL，另外，在原边上会产生感应反向电动势UOR，二者叠加在直流输入电压上。典型的情况下，交流输入电压经整流桥整流后，其最高电压UImax=380V，UL≈165V，UOR=135V，贝UOR+UL+UOR≈680V。这就要求功率MOSFET至少能承受700V的高压，同时还必须在漏极增加钳位电路，用以吸收尖峰电压，保护TOP222G中的功率MOSFET。本电源的钳位电路由D2、D3组成。其中D2为瞬态电压抑制器(TVS)P6KE200，D3为超快恢复二极管UF4005。当MOSFET导通时，原边电压上端为正，下端为负，使得D3截止，钳位电路不起作用。在MOSFET截止瞬间，原边电压变为下端为正，上端为负，此时D1导通，电压被限制在200V左右。

初级峰值电流IP为：

其中，KRP为初级纹波电流IR与初级峰值电流IP的比值，当电压为宽范围输入时，可取0.9。将Dmax=64.3％代入得，IP=0.518A。

确定初级绕组电感LP

其中，损耗分配系数Z=0.5，IP=0.518A，KRP=0.4，PO=10W，代入得：LP≈1265μH。

确定绕组绕制方法

并计算各绕组的匝数

初级绕组的匝数NP可以通过下式计算：

其中，磁芯截面积SJ=0.41cm2，磁芯最大磁通密度BM=60，IP=0.518A，LP≈1265μH，代入可得NP=26.6，实取30匝。

次级绕组采用堆叠式绕法，这也是变压器生产厂家经常采用的方法，其特点是由5V绕组给12V绕组提供部分匝数，而24V绕组中则包含了5V、12V的绕组和新增加的匝数。堆叠式绕法技术先进，不仅可以节省导线，减小线圈体积，还可以增加绕组之间的互感量，加强耦合程度。以本电源为例，当5V输出满载而12V和24V输出轻载时，由于5V绕组兼作12V、24V绕组的一部分，因此能减小这些绕组的漏感，可以避免因漏感使12V、24V输出电路中的滤波电容被尖峰电压充电到峰值，即产生所谓的峰值充电效应，从而引起输出电压不稳定。这里将5V绕组作为次级的始端。

对于多输出高频变压器，各输出绕组的匝数可以取相同的每伏匝数。每伏匝数nO可以由下式确定：

其单位是匝／VO将NS取5匝，UO1=5V，UF1=0.4V(肖特基整流管导通压降)代入上式得到nO=0.925匝／V。

对于24V输出，已知UO2=24V，UF2=0.4V，则该路输出绕组匝数为NS2=0.925 匝／V×(24V十0.4V)=22.57匝，实取22匝。

对于12V输出，已知UO3=12V，UF2=0.4V，则该路输出绕组匝数为NS2=0.925匝／V ×(12V+0.4V)=11.47匝，实取11匝。

对于反馈绕组，已知UF=12V，UF3=0.7V(硅快速恢复整流二极管导通压降)，则该路输出绕组匝数为NS2=0.925匝／V×(12V+0.4V)=11.47匝，实取11匝。

确定初／次级导线的内径

首先根据初级层数d、骨架宽度b和安全边距M，利用下式计算有效骨架宽度bE(单位是mm)：

bE=d(b-2M) (7)

将d=2，b=8.43mm，M=0代入上式可得bE=16.86mm。

利用下式计算初级导线的外径(带绝缘层)DPM：

DPM=bE／NP (8)

将bE=16.86mm，NP=78匝代人得DPM=0.31mm，扣除漆皮厚度，裸导线内径DPM=0.26mm。与直径0.26mm接近的公制线规为0.28mm，比0.26mm略粗完全可以满足要求，而0.25mm的公制线规稍细，不宜选用。而次级绕组选用与初级相同的导线，根据电流的大小，采用多股并绕的方法绕制。

试验数据

该开关电源的输人特性数据见表1，在u=85～245V的宽范围内变化时，主路输出UO1=5V(负载为65Ω)的电压调整率SV=±0.2％，输出纹波电压最大值约为67mV；辅助输出UO2=24V(负载为250Ω)，输出纹波电压最大值约为98mV；辅助输出UO3=12V(负载为100Q)，输出纹波电压最大值约为84mV。