电源设计新思路：经初级端进行精准控制的高效率充电器电源
发布时间：2012/5/14 19:26:00 来源：
初级端调节控制器(Primary Side Regulation, PSR)不需要次级端的反馈线路便可在初级端精准地控制充电器输出的CV/CC，实现省电、高效率和低成本的电源。这种 PSR 不仅包含了跳频 机制来降低EMI，更包括了省电模式降低待机时的电源消耗。
图1为采用初级端调节控制的反激式转换器设计范例。PSR 控制器为了获得次级端输出电压的信息，采用独特的方式侦测变压器辅助绕组上的波形，以获得次级端的输出信息进行反馈控制。图2所示为主要的工作波形。
对于采用 PSR 控制器的反激式 (flyback) 转换器工作于不连续导通模式之下会获得较好的输出调节能力。因此转换器的工作原理如下:
当 PSR 内部的 MOSFET 导通时 [ton]，输入端电压 VIN 会建立在变压器的两端，因此变压器初级端的电流 iP 将会由零线性地上升到 ipk.；所以ipk.可以由式 (1) 推导出。在这段期间，输入端的能量会储存在变压器中。
图1， 采用PSR控制的返驰式转换器电路图
当 MOSFET 截止时 [toff]，原本存储在变压器的能量会使次级端的二极管导通，将能量传给负载端。在这段期间，输出端的电压与次级端二极管的顺向导通电压将会反射到辅助绕组，因此可将辅助绕组电压 VAUX 表示为式 (2)。此时 PSR 内部的采样机制将会采样辅助绕组上的电压，而输出电压的信息将会随次级端电流减少而得知。PSR 取得输出电压的信息后会与内部参考电压 VREF 比较，形成一个电压回路控制 MOSFET 的导通时间以稳定恒定的输出电压。
当次级端的输出二极管上的电流减少为零时，此时辅助绕组上的电压会因为变压器的电感与MOSFET 上输出电容 COSS 产生谐振，直到 MOSFET 再次导通。
图 2, 控制器的输出波形
其中 LP 为变压器初级端的感量；ton 为MOSFET的导通时间；NAUX/NS 为变压器辅助绕组与次级端绕组的圈数比；VO 为输出电压；VF 为次级端输出二极管的正向导通电压。
这个采样的方式同样可以取得变压器的放电时间 tdis，如图 2 所示，次级端输出二极管上的电流平均值会等于输出电流 IO，因此输出电流 IO 可以藉由 ipk 与 tdis 表示为式 (3)
其中 tS 为 PSR 控制器的开关周期；NP/NS 为初级端与次级端的圈数比；RSENSE 为初级端电流取样电阻。
实际实现一个5W的充电器，输出规格的定义为5V/1A。控制器采用FSEZ1216，这个PSR控制器集成了 600V 的高压 MOSFET，因此可以减少驱动MOSFET 的线路与 PCB 走线的干扰。而为了要降低待机损耗，PSR控制器内部的省电模式将会在轻载时线性地降低 PWM 的频率，达到目前电源规范省电的需求；跳频机制提升 EMI 的效能，同时充电器的输出电压会因配备较长的输出缆线而导致输出电压降低，也可利用内部补偿机制提升输出电压的调节能力。
此技术利用采样变压器初级端的辅助绕组上的电压达到输出端的恒定电流与恒定电压的调节，这样的优点可以节省传统采用次级端反馈线路、光藕合器与次级端侦测电流电阻等组件。
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