摘要：本文提出的驱动电路由几个相同的模组电路组成，这个模组电路主要是电容和二极体元件。与使用交流线输入的转换器相比，串列充电、并行充电的工作模式使这种驱动电路具备更高的效率。文中同时还会提出怎样在相同LED数量的前提下将模组电路的数量减至最少。实验结果表明，以220Vrms的交流线电压作为输入，对22个串联LED进行驱动时，原型机的效率达到了95%。

一、引言

　　一直以来，LED照明应用吸引了广泛的关注。随着制作工艺、器件设计和装配技术的不断改进[1][2]，人们期望LED可以取代目前的白炽灯和荧光灯。LED器件的发展同时也带动了驱动电路的发展，驱动电路对于提升性能和降低LED成本也起到至关重要的作用。图1所示的LED驱动电路属于降压型DC/DC转换器[3]，它所使用的元件数量比较少。但是象图1那样的DC/DC转换器与文献[4]中提及的反激转换器都要使用到体积比较大的磁性元件，比如变压器或者电感。当使用交流线作为输入的时候，大rms数值的电流会引起过多的功率损耗。由鉴于些，通常会在驱动电路中使用电荷泵，本文提出的电荷泵电路可以进行串列充电（series-charge）和并行放电（parallel-discharge），图2显示了它的基本结构。由图可见，电路包括快速恢复二极体（fast recovery diode）和电容，但没有使用到电感。

　　下面将详细介绍这个驱动电路的细节；然后会着重叙述使用低压IC和级联（cascade）电路驱动栅极信号（gate signal）的工作原理；文章最后给出原型机的实验测试结果，并在此基础上得出结论。

二、电路描述

　　电路见图2(a)，其中的电容作为储能元件给负载提供能量。从电路结构上看，这种电路可以被看成是由几个完全相同的模组电路（即图中一个电容和三个二极体构成的电路）组成的。不难理解，其输出功率可以通过增加或者减少模组电路的数量来进行调节。从图2(b)所示的开关动作时序可以看到，M1的开关状态与M2相反，它们形成的脉冲电流可以驱动输出端的LED。如果LED的平均电流保持恒定，脉冲电流不会影响到发射光学功率（emitted optical power）。

图3(a)和图3(b)分别显示了充电和放电过程的等效电路，Vd表示二极体的向前电压（forward voltage），rc代理电容的串联电阻，RL是假定在充电间隔时Ion不变的情况下LED负载的大小。如果M1为开启状态，电源电流流经电容和二极体，并且给电容进行充电，见图(3)a。电容两端的电压根据使用模组电路的数量而有所不同，它可以由下列等式计算：

         （1）

其中n是模组电路的数量，Vcap是电容两端的电压。图3(b)则表示如果M2被开启，每个电容作为电压源给LED提供电流，此时LED的电压可由等式（2）表示，效率由等式3和等式4进行计算。在这里，“~”表示的是稳态值（steady-state value），d是负荷比率（duty ratio）[6]。

         （2）

                  （3）

            （4）

　　因此，由这里可以看出，驱动电路的效率并不依赖于寄生元件的数值、或者开关频率，它甚至不受负载大小的影响。它只受输出电压和输入电压比率，以及电容数量的影响。

三、LED驱动电路的控制

　　1、高压floating开关的驱动方法

图4显示的驱动电路包括了M1、M2和电荷泵。在这里，高压IC用来驱动处于floating工作状态的M2。但是如果要涉足低成本的LED照明市场的话，采用低压IC将更具优势。因此，图4驱动高压floating开关所采用的方法使用了低压IC，即图中的U1。

　　如果M1被开启，M2的栅极通过D4放电。所以M2被关闭，此时C1由U1的电源进行充电，即图5(a)中的Vb。然后，如果M1被关闭，VC的大小被拉到高电压，Q2则由R2两端的电压触发，见图5(b)。图5(c)显示了由Q1和Q2构成的pnpn结构怎样通过负反馈动作迅速的给M2的栅极进行充电。通过R3和C2的大小进行调节，可以控制M2开启动作的延迟时间。

　　2、级联（cascade）结构的电荷泵

上述的电路还需要进行改进来降低输出功率。等式2计算的是单个电荷泵的驱动电路在LED上产生的电压。如果要提高对负载的驱动能力，就要增加电荷泵的数量，而这同时也增加了元件的数量。但是，电荷泵电路可以被转换成cascade结构的电路以便有效的减少元件数量，如图6所示。当第一级电路处在充电状态的时候，与其并联的第二级电路则为放电状态，这是因为M1和M2的栅极信号此时为反相位。在采用了cascade结构的电路以后，LED两端的电压可以用等式5来表示。

            （5）

　　在等式5中，nn是在第n级电路中的模组数量，此时，忽略二极体的向前偏置电压以及电容的串联电阻。在单级驱动电路中、cas-cade级驱动电路中的模组数量可以由下列等式表达。

n=n₁n₂n₃…n_n        （6）

　　为了给LED传输相同的功率，应满足：

n>n₁+n₂+n₃+…+n_n            （7）

　　其中n是单级电荷泵驱动电路中模组的数量，n1到nn的总和是在cas-cade结构驱动电路的模组数量。

　　假设LED的输出电压是输入电压的1/16。单级电路需要16个模组，也就是需要16个电容以及48个二极体。但是在cascade结构的电路里，如果第一和第二级电路只要具备4个电容就可以输出相同的电压。在这种结构的电路里，总共使用了8个电容和24个二极体，即总元件的使用数量降低了50%。由此得出结论，模组化的LED驱动电路在被转换成cas-cade结构的电路后能有效的降低元件的数量。

假设Ionn在第n级电路中是不变的，图7显示了普通的电荷泵驱动电路的等效电路，它的效率可以由等式8、9、10进行计算。

                （8）

 ，         （9）

        （10）

　　因此就得出之前的结论，即驱动电路的效率同时取决于输出电压和输入电压的比率，以及每级电路中的电荷泵模组所增加的电容数量。

四、实验结果

　　原型机的电路原理图见图2(a)。这里采用了单级电路的方案，总共四个模组电路。白光LED的型号是W42180，其阀值电压为2.5V。在电压为220Vrms的时候，充电电容决定了充电和放电的时间，原型机中使用的充电电容为1uF。

图8显示了一个用于驱动高压floating开关的波形。在图8(a)里，Vds1是M1的漏极?栅极电压，其中源极连接到地。Vgs2是浮动开关的栅极-源极电压，即图中的M2，它连接至负载LED。图8(a)的波形是在M2关闭、M1开启的瞬间获取的。在这个过程中，Vgs2引导Vds1，这样避免了出现直通短路的问题。图8(b)证实了一点，输出电流并不存在任何峰值脉冲。

　　图9分别显示了在1kHz、5kHz和10kHz的开关频率下，驱动22个LED阵列情况下的输出电压和输出电流的波形。LED的工作电流呈现为指数曲线，并且它随着开关频率不断变小而有足够的放电时间。此时，LED的峰值电压在75V左右，峰值电流则在600mA左右。

　　由图10可以看出，改变开关频率的大小，输出功率也会随之改变，并且当频率达到20kHz以后功率就没有太大的改变，这点反映在图上则表示为20kHz后的曲线变得平坦。这样只有在频率为20kHz以下才能控制发光的灰度。LED数量越少，输出功率随着频率的改变就越大，这是因为LED两端的电压已经由模组电路所固定。

　　图11显示了效率与频率之间的关系。在驱动22个LED的时候，开关频率为10kHz的情况下，最大的效率为95%。随着频率的增高，效率会因为开关损耗的原因而降低。图12表示的是在固定的输出功率下的功率效率。最大的效率在90%左右，并且对于不同的输出功率来说，要获得最大的效率必须使用不同数量的LED。例如，如果设计LED照明应用的输出功率为12W，选择23个LED可以实现很好的效率。图13为实验制作的原型机。

五、结论

　　传统的LED驱动电路包含了体积较大的磁性元件，并且会由于rms电流过大而产生功率损耗。本文提出的驱动电路以电容和二极体组成的模组为基础，并且输出功率可以很容易的根据模组电路的数量来进行调整。串列充电和并行放电的方法可以将输入功率有效的传输到LED，因此它能比传统驱动电路实现更好的效率。总体电路的效率只受输出电压与输入电压比率的影响，所使用的电容的数量同样影响效率。

　　同样的，文中的电路所使用的控制模式和电路架构也具有参考意义。使用低压IC来驱动高压浮动开关的方法实现了低成本的设计要求，即便是在考虑了使用周边元件的前提下。与单级结构的电路相比，使用cascade结构的电荷泵电路能使用更少的元件实现所需的LED电压。因此，可以认为cascade结构的电路可以有效的降低元件的使用数量，并且最终降低总体电路的成本。表1给出了不同LED驱动电路的特征，从中可以看到，本文提出的驱动电路有效的改善了效率。