在大多数降压型DC-DC开关转换器中，成本、尺寸、电阻和电流容量决定了电感的选取。很多这种应用都在开关转换器数据手册或评估板中给出了特定的电感值，但是这些值通常都针对特定应用或者满足特定性能标准。本文中将讨论使用开关稳压器MAX86?6的评估板来评估各种电感的效率、噪声(输出纹波)和暂态响应。 该评估板包含有一个0.47mH电感，可以同时提供较高的效率和快速负载暂态响应。较低的电感值导致较低的效率，较大的电感以暂态响应为代价提供更高的效率。本文中讨论的其他电感经过选择可以与评估板的PCB封装相匹配，并且能以最小的改动(如果需要)来配合评估板的电路。
尺寸考虑
表1中两个系列的电感提供不同的磁芯尺寸。它们的外形相似，但是FDV0630系列电感在电路板上要高1mm。较高的高度使得使用较短的铜线成为可能-使用更大的直径或较少的匝数，或二者兼具。
0.2mH以及更低的电感表现出很低的效率，因此不考虑更小的电感。较小的电感值还带来较大的峰值电流，它必须保持低于MAX86?6的最低电流限制以防止失稳。另一方面，大于1μH的电感也不合适。请注意较大的FDV0630系列电感具有相同的电感值和引脚，但是提供更低的电阻和更高的额定电流。关于电感磁芯的尺寸、材料和磁导率的详细比较本文将不赘述。
表1-评估电感
磁芯的考虑
Toko公司的FDV系列电感采用铁粉芯，它们提供更好的温度稳定性并且相对于其他可选磁芯成本更低。其他选择是钼坡莫合金粉末(MPP)、气隙铁氧体以及铁硅铝磁合金(Kool Mm)或高磁通磁环。鉴于混合镍、铁和钼粉末的成本，MPP通常是最昂贵的选择，铁硅铝磁合金是一种次昂贵的复合粉末磁芯。在多数电源中常见的罐形、E和EI形磁芯为气隙铁氧体。这些外形可以在必要时提供灵活性和可变性，但是成本更高。高磁通磁环通常用于滤波电感而不是电源变换电路。
性能评估和效率比较
图1电路中各种电感的效率比较显示，在输出电流低于2A时1μH电感具有最好的效率，在低于3A时0.2μH的效率最低。在电感量相同时，尺寸较大(FDV0630)直流电阻较低的电感在整个输出电流范围内可提供0.5%至1%的效率提升。
图1：降压型开关稳压器MAX86?6评估电路。
对于FDV0620系列的0.47mH和1mH电感，可以注意到在2A附近其效率曲线有一个交叉：2A以下1μH电感具有较高的效率，2A以上0.47μH的效率更高。1μH电感所具有的较大串联电阻导致了这种效率的差异。
另一种性能折衷可以从电感电流、电感电压和输出电压纹波的典型波形中看出。使用电感量较小的FDV0620-0.47mH产生较高的峰值电流。输出电压纹波低于18mV峰峰值，而FDV630-1.0mH电感产生的纹波峰峰值刚超过12mV。峰值电流对输出电容充电并且提供负载电流。在电容的ESR上会流入和流出较大的电流，这将产生较高的输出电压纹波。如果必要，可以通过使用较大的输出电容来降低该纹波。
负载暂态的比较
不同的电感提供不同的负载暂态响应(IC和补偿网络同样对该响应有贡献)。MAX86?6需要外部补偿，但是其他开关稳压器IC包含内部补偿，它们通常指定允许的电感值范围。从另一方讲，外部补偿允许设计更加灵活。
图2和图3给出了图1所示电路在从2A至5A再返回至2A的负载阶跃时FDV0620-0.47μH和FDV0620-1μH电感的负载暂态响应，在图3中，外部补偿经过调整以配合1mH电感值。参考图1，改变了以下三个元件来达到该目的：C10 = 1000pF，R4 = 5900W，R6 = 316W。请注意图2中的输出电压过冲要低于图3。对于具有相同电感量的DV0620和FDV0630系列，测量到的响应相同。
图2：图1电路使用FDV0620系列的0.47μF电感工作在3.3V输入，1.8V输出，2A-5A输出电流时的负载暂态。
图3：类似于图2，但是使用FDV0620系列的1μF电感。
工作原理
在描述了电感选择的测量结果之后，我们现在概括其工作原理。下面的等式忽略真实电感的寄生特性，但是它仍可为电感的工作原理提供良好的理解：
高边MOSFET在电感充电期间(tON)导通，将电感连接至输入电源电压。在确定电感值以后，可以用tON = DT替换dt，用(VIN-VOUT)替换V，然后计算DI (即di)。表2给出了图1所示电路中DI与本文所讨论的电感之间的对应关系。图1中电路满足表2参数的条件是VIN= 3.3V，VOUT = 1.8V，DT=D*T，其中D为占空比(VOUT/VIN)，T为开关周期(1/fS)。
表2：给定电感值与电感电流变化值。
di/dt(DI/DT)的中值等于IOUT，因此峰值电流等于IOUT加DI/2。可以看到在负载电流相同时较小的电感将导致较大的峰值电流。
直流电阻
IC和电感的功率损耗可以从效率曲线得到。对于FDV0620-0.47mH，输出电流取1A时效率为92.5%，输出功率为1A乘以1.8V即1.8W，因此输入功率为1.8/0.925 = 1.946W。总损耗为PIN -POUT = 0.146W。主要的功率损耗来自电感直流电阻、MOSFET RDS(ON) (导通电阻)以及开关损耗。IOUT 2*DCR(直流电阻)等于电感的功率损耗。
FDV0620-0.47uH在1A输出电流时的DCR损耗为8.3mW，占总损耗的5.7%。在IOUT= 4A，PIN = 8.1W，POUT = 7.2W (效率= PIN/POUT = 88.9%)时，总损耗为PIN- POUT = 0.9W；FDV0620-0.47uH在4A时DCR损耗为132.8mW，占总损耗的14.7%。IOUT< sup>2的结果是在较大输出电流时DCR损耗更大。
表3：DCR引起的功率损耗。
导通损耗
导通损耗是电感电流或IOUT、占空比(D)和R DS(ON)的函数：
PCOND = I LX < sup>2 * R DS(ON) * D
高边导通损耗为：
1A输出电流时，
4A输出电流时，
低边导通损耗为：
1A输出电流时，
4A输出电流时，
1A时R DS(ON)取室温时测量的典型值，但是大电流时MOSFET工作在较高的温度。R DS(ON)可以进行调整以适应较高的温度，因此在4A输出电流时取33mW。
开关损耗
开关损耗发生在开关打开和关闭的过程中，由MOSFET栅极电容充放电电流引起。在开关打开的瞬间，开关两端的电压较高，但是在电压下降前电流持续上升。下面的等式可以使用逼近法粗略计算开关的功率损耗：
其中t SW为开通或关闭时间，f SW为开关频率。对于1A输出电流，
在本例中无法方便的测量t SW，因为MAX86?6的开关内置，它们共享公共连接LX(引脚15-16)。在死区时间前后，LX端的上升和下降时间大致各为5ns。
上面的功率损耗计算同时适用于开通和关闭。因为本例中LX端的上升和下降时间t SW相同，可以将该数值乘以4。如果MOSFET外置可以进行测量，然后可以单独计算得到更精确的结果。对于0.47μH电感，在1A输出电流时开通和关闭损耗大概各为32.96mW。
本文结论
在为PWM电压模式开关稳压器选择电感时，很容易作出折衷。较大的电感提供较低的峰值电流和较低的损耗，可以提高效率。较小的电感通常带来较低的效率，但是在负载变化时提供更快速的响应。另外，类似于电感值，较大的磁芯尺寸可以在电感值相同时提供更低的DCR，较低的DCR可以获得更好的动态性能。在任何情况下，在确定最终电路之前都必须经过测试！
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